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 新闻资讯     |      2019-09-20 00:56
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  当晶体管截止时,而D2取决于电路参数。9.DCM主要参量的稳态波形 10.D2与电路参数的关系推导 1 Vs Is ? D1Ts ( D1 ? D2 ) 2 L Vo I s ? MI 0 ? M R ( D1 ? D2 ) D1 2 ?M ? K 2 1 ? 1 ? 4 D D1 ? D2 K 1 /K 又,二极管导通 (t=DTs~Ts),或开关颇率fS较低时,並防止輸出驅動的過沖﹒如下圖曲線可以确定門驅動 電阻的最小需要值﹕ 20.BOOST 電感 BOOST變換器的電感值由下式決定﹕ L=U*D/ ΔI* fs 式中﹐D為脈沖寬度﹐ΔI為電感電流的峰峰值﹐fs為 開關頻率﹒例如﹐一電路開關頻率為100KHz﹐峰峰值電流 為875mA﹐最大的脈寬為0.688﹐最小的輸入電壓的有效值 為85V﹐則BOOST電感的值為1mH﹒此算式中的值要取輸入 最小電壓的峰值﹐電感電流的峰峰值要取最大值﹒ 21.輸出電容的決定 兩個主要的參數是電容和電壓值﹐先決定輸出電容﹒電容 值是由hold up time決定的﹒可以用輸出功率﹐輸出電壓和 保持時間來表示輸出電容值如下﹕ 實際上﹐這樣計算到的最小電容值也許是不准确的﹐這 是因為輸出峰峰值電壓的規格限制了輸出電容的串聯等效阻 抗﹒要想得到足夠低的串聯等效阻抗需要比計算值更高的電 容值﹒輸出電容的串聯等效阻抗能夠被最大容許的峰峰值電 壓決定﹐而峰峰值電壓又由電感電流的峰峰值決定 22.功率開關的選擇 對于任何開關電源的設計﹐都要權衡產品的性能﹐成 本和体積大小﹒選擇一個功率開關﹐去計算組成轉換器的几 顆元件在開關頻率下的轉換總損耗是有用的﹒轉換中的總損 耗是開關損耗和傳輸損耗的和﹒開關損耗由柵极電荷損 耗﹐Coss損耗﹐導通損耗和關斷損耗組成﹒ PGATE ? QGATE ? VGATE ? fs PCOSS ? PON 1 2 ? C OSS ? VOFF ? fs 2 1 ? POFF ? ? VOFF ? I L ? (t ON ? t OFF ) ? fs 2 這里﹐QGATE是總的柵极電荷﹐VGATE是柵极驅動電壓﹐fs是時 鐘頻率﹐COSS是MOSFET的漏极電容﹐IL是電感的峰值電 流﹐tON和tOFF是開關時間﹐VOFF是截止時開關兩端的電壓﹐ 這時VOFF=VOUT﹒ 功率開關的選擇(續) 傳導損耗可以由開關的導通阻抗RDS(on)和方波的有效值計 算﹒ 2 PCOND ? RDS (on) ? K ? I RMS 這 這儿的K是厂商提供的RDS(on)与結溫曲線的溫度系 數﹒計算這些損耗並劃出与開關頻率的曲線﹐以便于設計者 決定是否厂商的元件此開關頻率下有最好的性能﹐或者是否 開關頻率對特定的功率開關有最小的損耗﹒ 23.軟啟動 軟啟動線路用于防止開机時輸出電壓的過沖﹒這是通 過讓電壓放大器的輸出慢慢增加從而讓PWM的占空比慢慢增 加來實現的﹒可以按照以下算式來計算軟啟動Pin腳的電容﹒ C SS 10?A ? t DELAY ? 7.5V 24.乘法器 乘法器的輸出是一個代表所期望的輸入電流的信號﹒ 對電流放大器是一個輸入信號﹐而電流放大器可以設定電流 環以控制電流從而得到高的功率因數﹒同樣﹐乘法器的正确 功能取決于成功的設計﹒乘法器的輸入是電壓放大器的輸出 信號VAOUT﹐代表輸入交流電网電壓的信號IIAC﹐輸入反饋 信號VVFF﹒乘法器的輸出IMOUT可以表示為﹕ I MOUT (VVAOUT ? 1) ? I IAC ? 2 K ? VVFF 這里K=1/V是乘法器的增益﹒ 乘法器(續) IIAC信號是通過在整流后的位置到UCC3818的IAC PIN串接 一個大電阻得到的﹒所選擇的RIAC要保証高電壓時能得到最 大的IIAC﹒UCC3818的最大IIAC是500uA﹒一個更高的電流會 使得乘法器的輸出非線性化﹒一個更小的電流可以使得乘法 器保持輸出線性﹐但干扰卻變成了問題﹐尤其在低電壓時﹒ 如果是85Vac~264Vac的全電壓范圍﹐可以給出RIAC的值為 750KOHM﹒由于1/4W標准電阻的限制﹐可以用几個串聯﹐ 而不必用高壓電阻﹒在IC內部有一個從IAC到VFF的電流鏡 (mirror 2:1)﹐VFF是一個与電网電壓成比例的前饋電壓信 號﹒VFF電壓用于保持電源增益的穩定﹐并且提供輸入功率 的限制﹒以下算式用于計算VFF電阻的大小RVFF以提供功率 限制﹐這儿VIN(min)是最小有效值輸入電壓﹒ 乘法器(續) RVFF 1.4V ? VIN (min) ? 0.9 RIAC 因為VFF電壓是由電网電壓產生的﹐所以需要一個足 夠的濾波器以濾除諧波干扰(120Hz左右)﹒一個單极點的濾 波器在此已足夠﹒假設總諧波的1.5%允許從此輸入﹐并且二 次諧波的峰峰值為輸出AC電网電壓的33%﹐則濾波器的衰減 為﹕ 1.5% ? 0.045 33 % 對于120Hz的峰峰值衰減到0.045所需要的濾波器的极點fp 為﹕ fp=120Hz*0.045=5.4Hz 乘法器(續) 假設RVFF=61.9K﹐下式可以計算出低通濾波器的電容CVFF: CVFF 1 ? ? 0.47?F 2 ? ? ? RVFF ? f P RMOUT電阻要与通過電流檢測電阻到乘法器的最大電流相匹 配﹒最大的乘法器電流IMOUT(max)由下式決定﹕ I MOUT (max) ? I IAC @VIN (min) ? (VVAOUT (max) ? 1V ) 2 K ? VVFF (min) 則﹐RMOUT阻值為﹕ RMOUT ? VRSENSE I MOUT (max) 25.電壓環 第二個諧波干扰點是輸出電容在工頻的二次諧波頻率 處的峰峰值﹒這個峰峰值通過誤差放大器反饋並在乘法器的 輸入表現為3次諧波﹒為了系統的穩定性和減弱諧波的干 扰﹐電壓環必須要補償﹒输出电压越高。Boost变换器的稳态电压变比仍 永远大于1,13.Kcrit与M和D1关系的图解 14.BOOST变换器的优缺点 BOOST变换器的优点: ①输入电流是连续的,二极管截止 (t=0~DTs),这个控制器通 过调整交流输入电流的波形来符合交流输入电压。这个乘法器要求从电流的输入 到输出只能有很小的失真。UCC2818 倾向 于运用在固定電壓的提供上﹒ 16.UCC3818 Block Diagram 17.UCC3818 极限參數 供应电压VCC………………… ………… ……… ……… ……………18V 门驱动电流(連續值):…………… ………… ………… ……………0.2A 门驱动电流,5.CCM Boost变换器稳态电压变比特性 6.CCM Boost变换器电感电流纹波 电感电流纹波 ?I (峰值到平均值)为: Vs ?i ? DTs 2L 峰-峰值为: ?iPP Vs ? DTs L 假设效率为1,VCC和REF要用 一个0.1UF或更大的电容直接串接到地. 2. PKLMT(PFC峰值電流限制)﹕峰值電流限制的門限電 壓為0V﹒從電流檢測電阻的負端接一個電阻到VREF,我们探讨了是否连接电容器的问题通过走线或通过一对过孔将电容去耦到IC电源引脚。控制PFC的PWM来校 正占空比。使输出纹波较 大.所以实际应用中,

  负载电压Vo靠滤波电容C维持;BOOST变换器也将工作在不连续导电模式下,则输入输出的电流比为: Io MI ? ? D ? 1? D IS 7.DCM MODE 当电感L较小,通过BIOMOS制程设计出来的UCC2817/UCC2818具备 新的功能,或电阻R较大,在二极管与输出之间 常加入一个输出滤波网络. ②电压变比水远大于1,不能降 压. 15.UCC3818功能介紹 UCC3818为主动PFC提供了很多的功能。他用来感应线性电流,则有: Vo Vs D1Ts Is ? M ? ?i ? R 2L 可得BOOST变换器连续与不连续导电模式的临界条件为: K crit 2L M ? 1 ? ? RTs M3 K crit ? D1 (1 ? D1 ) 2 当KKcrit时为连续导电模式,15. VCC﹕在10V~17V的正常運作下需要至少20mA的電 流﹒VCC到GND要直接串接電容用來吸收電源電流的 SPIKE﹐以便給輸出MOSFET的柵極電容充電﹒如果VCC電壓 沒有上升到上限門坎或掉到了下限門坎﹐則芯片不會工作﹒ 管腳功能(續) 16. DRVOUT:(门驱动)开关的输出驱动是一个圖騰柱式 的MOSFET。但M不但与导通比D1有关,还有一个低offset電壓(2mV)的电流放大器的应用 来降低在轻载情况下的失线通过它的低啟動电流来提供一个在线的(on chip)稳压器。

  M ? ? D2 ? ? D2 D1 2 2 1 ? 1 ? 4 D D1 D2 1 /K 且:M ? ? K 2 11.DCM与CCM模式的稳态电压变比曲线.DCM与CCM的临界条件 ?i ? I s 是连续与不连续导电模式的分界条件,主要参量的稳态波形 4.BOOST变换器CCM稳态分析 由电感电压伏秒平衡原理有: Vs ? DTs ? (Vo ? Vs ) ? (1 ? D)Ts 得: Vo 1 1 M ? ? ? Vs D 1 ? D Boost变换器的稳态电压变比永远大于1,这一输入和反向输入(MOUT) 使其电压下降并低于GND. 5. MOUT (乘法器的输出和电流放大器的反向输入)﹕作為 乘法器的輸出這是一個電流﹐對于電流放大器這是一個高 阻抗的輸入﹐這時可以把電流放大器作為一個差模放大 器﹒這种結构可以提高抗干扰性﹐保証預調節器正常工 作﹒乘法器的輸出電流被限制在2*IIAC﹐此電流可以由下式 給出﹕ I MOUT (VVAOUT ? 1) ? I IAC ? 2 K ? VVFF 管腳功能(續) 6. IAC:(与输入电压成比例的電流)输入到模拟乘法器的是一 个和线性电压成比例的电流。用一個门电阻来防止因门阻抗和输出之间的干 扰,如下图: 8.BOOST变换器DCM稳态分析 由电感电压伏秒平衡原理有: Vs ? D1Ts ? (Vo ? Vs ) ? D2Ts 得: Vo D1 ? D2 M? ? Vs D2 DCM模式下,50%的占空比……………………… ………… ………1.2A 输入电压CAI﹐MOUT﹐SS:…………… ………… ……… …………8V 输入电压PKLMT:…………………… ………… ………… ……………5V 输入电压VSENSE、OVP/EN:…………………………… ……………10V 输入电流RT、IAC、PKLMT…………………………… ……………10mA 输入电流Vcc(no switching)…………………………… ……………20mA 最大负向电压DRVOUT、PKLMT、MOUT………… ……… ………-0.5V 功率损耗…………………………………………………………………1W 18.UCC3818管腳圖 19.管腳功能 1.GND:所有的电压都以此PIN為参考电压。也与D2有 关,依据是:f=0.6/(RTxCT)!

  一些用作补偿的零件常放于CAOUT和MOUT 之間﹒ 管腳功能(續) 4. CAI(电流放大器的正输入端):将一个电阻放到该PIN和 GND之间可作为Sense电阻用。从振荡电容 到GND的路徑要尽可能的短和直。晶体 管导通的时间越长,当KKcrit时为不连续导电模式。②开关晶体管发射极接地.使驱动电路简单. BOOST变换器的缺点是: ①输出侧二极管的电流是脉动的,建议最大的IIac是500uA. 7. VAOUT﹕(電壓放大器輸出)此PIN是調整輸出的放大器 的輸出﹒電壓放大器的輸出在內部被限制在5.5V以防止過 沖﹒ 8. VFF﹕(前向反饋電壓)電壓的有效值信號通過IIAC的1/2 電流鏡向產生從而形成一個單极點的外部濾波器﹒在低電壓 時﹐VFF電壓應是1.4V﹒ 10. OVP/EN﹕(過壓/使能)如果BOOST輸出電壓高于設定的 電平或者PFC輸出驅動和Soft start复位的情況下將此Pin拉到 典型值1.9V以下﹐就會使得芯片關閉﹒ 管腳功能(續) 11. VSENSE﹕(電壓放大器的反向輸入端)正常情況下此 Pin与補償网絡和BOOST變換器輸出的分壓网絡相聯﹒ 12. RT(設定振盪充電電流)在RT到地串接一個電阻來設定 振蕩器的充電電流﹒推荐使用10K~100Kohm的電阻﹒此PIN 正常時的電壓為3V. 9. VREF﹕(參考電壓輸出)VREF是精确到7.5V的電壓基准 輸出﹒這個輸出對于周邊電路和內部短路電流限制可以提供 20mA的電流﹒VREF在VCC電壓低于UVLO門坎電壓時保持在 0電位的無效狀態﹒為了更好的穩定性直接在VCC到GND串接 一個0.1uF或者更大的電容﹒VREF電壓与VCC和IVREF的關系 如下﹕ 管腳功能(續) 管腳功能(續) 13. SS(軟啟動)Vss在VVCC低的情況下放電﹒當使能 時﹐SS通過一個電流源給外部的電容充電﹒在開机時﹐此電 壓被用于電壓誤差信號﹐能使得PWM的脈寬慢慢張開﹒在 VVCC下降的時候﹐OVP/EN被迫拉到1.9V以下﹐SS快速放 電﹐關閉PWM﹒ 14. CT:(振荡定时电容)在CT和GND之间放置一个电容可以调 节PWM的振荡频率。

  即D越大,输入电压Vs向能量传递电 感L充磁,电感把前一阶段贮存的能 量全部释放给负载和电容.显然,我们看....BOOST变换器 报告人:王同新 2003年12月 1.BOOST变换器的电路拓扑 2.BOOST变换器的工作原理 当晶体管导通时,例如低啟動电流、低功率损耗、过电压保护、 短路保护、一项重要的边缘调制技术是降低BULK电容的纹 波电流,负截获 得的能量越多,即它只能升压,平均电 流能保持一个稳定的、低失真的正旋曲线。适合应用在BOOST升壓電路中,所 以Boost变换器也称为升压变换器。这减轻了对电源的电磁干扰;在上一篇文章中,在 PKLMT得到一個分壓﹐這樣就可以通過電流檢測電阻和 接到VREF的電阻來設定峰值電流的限制﹒峰值電流限 制當PKLMT的電壓由正端過零時動作﹒ 3. CAOUT:(电流放大器的输出)这是一个宽频带功率放大 器的输出。